這篇我們聚焦于：千伏藍寶石基GaN二極管IC評估與應用.

先說結論：千伏藍寶石基GaN二極管IC的重點，不是“GaN二極管又能耐更高電壓了”，更深一層在于，高壓整流器件正在從分立器件串聯，轉向單片集成、低電容、低寄生和高頻系統驗證。只要這個方向成立，高壓低電流電源、微型倍壓器、緊湊型傳感驅動和特殊高壓偏置電源都會有新的設計空間。

傳統高壓整流要靠多個分立二極管串聯，再配電阻、電容或均壓網絡。這樣做可行，但寄生電容、封裝電感、器件離散性和板級面積都會上來。GaN-on-sapphire（藍寶石基氮化鎵）路線的吸引力，就在于它既有GaN的高速和低電容，又有藍寶石絕緣襯底帶來的高壓擴展空間，還能把多顆橫向SBD做進同一個QFN封裝。

圖片來源：The University of Hong Kong  | GaN功率器件從分立器件走向單片集成的背景

這篇內容可以按三層理解：

• 材料層：藍寶石絕緣襯底減少垂直漏電約束，使GaN更容易從650 V級向kV級甚至更高電壓擴展。

• 器件層：4顆field-plated AlGaN/GaN lateral SBD串聯集成后，靜態耐壓和正向壓降隨二極管數量接近線性擴展。

• 系統層：1 MHz Cockcroft-Walton Voltage Multiplier（CWVM，Cockcroft-Walton倍壓器）驗證說明，真正限制增益的主要是靜態VF，而不是反向恢復或動態開關損耗。

一、為什么是藍寶石基GaN：高壓GaN不能只靠加厚緩沖層

目前，GaN-on-Si已經在15 V到650 V功率器件中獲得市場接受，但向1.2 kV以上繼續推進時，會遇到一個很現實的問題：硅襯底本身導電，器件容易受緩沖層垂直擊穿限制。為了提高耐壓，緩沖層往往需要做到10 μm以上，這會帶來外延生長難度、成本和缺陷控制壓力。

藍寶石襯底的邏輯不同。它是絕緣襯底，GaN器件不必用很厚的緩沖層去隔離導電襯底，因此更適合高電壓擴展。

據了解，150 mm低成本GaN-on-sapphire已經可用，行業和研究中也已經有1.2 kV級HEMT、10 kV級MC2-HEMT和10 kV級GaN SBD。

圖片來源：The University of Hong Kong  | GaN-on-sapphire通過絕緣襯底降低高壓緩沖層壓力

但是，這不是說藍寶石基GaN會立刻替代所有GaN-on-Si。

GaN-on-Si適合成熟的中低壓高頻功率市場，而GaN-on-sapphire更適合探索高電壓、低電流、低寄生和單片集成的特殊空間。尤其在kV級低電流整流和高頻倍壓器中，襯底絕緣性和器件電容會變得比大電流導通能力更關鍵。

二、應用入口：高頻倍壓器需要的不是大電流，而是低電容、低Qrr和可集成

關于應用，先說結論：這類器件瞄準的應用不是主流牽引逆變器，也不是大功率PFC，而是緊湊型高壓低電流系統。

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圖片來源：The University of Hong Kong | 高壓低電流緊湊系統與CWVM倍壓器的應用入口

三、器件結構：4顆橫向GaN SBD串聯，真正看點是單片測量和封裝集成

器件采用4顆串聯連接的GaN Schottky Barrier Diode（SBD，肖特基勢壘二極管），位于藍寶石襯底上，并封裝在QFN中。芯片尺寸約4 mm x 4 mm，內部D1到D4可以通過不同引腳配置測量單顆、兩顆、三顆或四顆串聯特性。

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圖片來源：The University of Hong Kong  | 4顆串聯GaN SBD單片二極管IC的封裝、芯片照片與橫向器件截面

四、靜態與動態參數：約3.65 kV耐壓、pF級電容、Qrr接近0

靜態I-V結果顯示，D1到D4具有相似的特性：

• 單顆二極管在1 mA下正向壓降約1.6 V，靜態擊穿約850 V，對應漏電約170 nA；

• 兩顆、三顆、四顆串聯后，正向壓降和靜態擊穿電壓都隨數量接近線性擴展，四顆串聯擊穿達到約3.65 kV。

這個結果對高壓IC很關鍵。串聯器件最怕單顆特性不一致，因為某顆器件提前漏電或提前擊穿，會導致整串鏈路失效。這里的線性擴展說明，在靜態條件下，單片串聯SBD的匹配性和反向電壓承受能力具備基本可用性。

圖片來源：The University of Hong Kong  | D1到D4靜態正向I-V、漏電I-V與約3.65 kV串聯擊穿結果

五、1 MHz倍壓器驗證：增益損失主要來自VF，而不是動態開關損耗

系統驗證采用兩級CWVM：功率放大器先把交流輸入放大，再由電容泵浦級和堆疊電容級把輸入轉換為約4倍峰值的直流輸出:

• 理想情況下，兩級倍壓器的電壓增益接近4；

• 實際增益會被正向壓降、負載電流、泵浦電容、頻率和動態損耗拉低。

測試結果顯示，1 MHz輸入可以被整流并輸出約500 V直流，電壓增益線性度較好，Av約3.83。這里的增益來自三類損失：由VF引起的損失、由負載引起的損失、由動態開關引起的損失。關鍵結論是，增益主要受VF限制，動態開關損耗項很小。

圖片來源：The University of Hong Kong | 兩級Cockcroft-Walton倍壓器拓撲、泵浦過程和測試平臺

六、動態均壓邊界：串聯二極管IC的最高應力不一定平均分布

最后，動態電壓平衡測試非常重要。

研究用約50 V/ns的快速脈沖去應力D1到D4二極管鏈，結果發現電壓應力從底部D1到頂部D4逐步升高，頂部二極管承受最大電壓。這說明單片串聯并不等于動態均壓天然成立。

背后的機制是寄生電容到地形成位移電流。

每個節點都有到地寄生電容Cp，上方二極管不僅要承受自身節點變化，還要為下方節點寄生電容提供電荷。因此在快速邊沿下，電壓差可以用Cp/Cj電容梯關系理解：Cp越大、二極管結電容Cj越小，級間不均壓越明顯。

圖片來源：The University of Hong Kong  | 約50 V/ns快速脈沖下，串聯二極管鏈從D1到D4出現動態電壓應力遞增

這給應用設計留下一個清晰邊界：如果要把這類GaN二極管IC用于高頻高壓倍壓器或脈沖整流場景，不能只驗證靜態擊穿。封裝引腳、電路板地平面、輸入節點布局、寄生電容路徑和串聯節點結構，都可能決定哪一顆二極管承受最大瞬態電壓。

因此，單片集成雖然降低了板級離散寄生，但不會自動消除所有動態均壓問題。未來進一步提升電壓等級時，需要同步優化寄生電容分布、芯片版圖節點順序、封裝接地關系和外部PCB布局。

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