設計高頻諧振轉換器，要考慮的因素包括元件選擇、遵從寄生參數的設計、同步整流器設計和電壓增益設計。本文將重點介紹關鍵參數對于開關元件選擇的影響，以及高頻諧振轉換器中變壓器內部繞組電容的影響。
設計高頻諧振轉換器，要考慮的因素包括元件選擇、遵從寄生參數的設計、同步整流器設計和電壓增益設計。本文將重點介紹關鍵參數對于開關元件選擇的影響，以及高頻諧振轉換器中變壓器內部繞組電容的影響。
在過去的十年中，寬禁帶（WBG）設備成功商業(yè)化，這讓功率轉換器能夠以更高的頻率工作，從而獲得更高的功率密度。WBG器件剛剛開始應用在高性能電源中，尤其是碳化硅和氮化鎵場效應晶體管（FET），這是因為在相同的擊穿電壓水平下，它們的輸出電容（Coss），柵極電荷（Qg），導通電阻（RDS（on））和反向恢復電荷（Qrr）等參數都比硅或硅超結FET低，甚至為零。較低的RDS（on）會減少傳導損耗，而較低的Qg可降低對驅動功率的要求（Pdrive = Vdrive Qg Fsw ），其中Vdrive為驅動電壓，F(xiàn)sw為FET的開關頻率。除了Qg和RDS（on）之外，在選擇高頻轉換器中的元件時，還需要考慮Coss和Qrr。
如圖1所示，在電感-電感-電容串聯(lián)諧振轉換器（LLC-SRC）之類的諧振轉換器中，諧振回路中的電流對FET的Coss進行充電和放電（圖2中的第一階段），以此來實現(xiàn)零電壓開關（ZVS）。 ZVS的意思是：在FET的柵極電壓升高之前，其漏極-源極電壓（VDS）為零。因此，在相同的諧振回路電流水平下，較低的Coss可實現(xiàn)更短的死區(qū)時間，并實現(xiàn)ZVS。較短的死區(qū)時間意味著初級諧振回路和FET能夠具有更大的占空比和更低的均方根（RMS）電流，這表示轉換器能夠有更高的效率和更高的開關頻率。
圖1：電感-電感-電容串聯(lián)諧振轉換器（LLC-SRC）
為了實現(xiàn)ZVS，在某一時間段內，F(xiàn)ET的體二極管需要一直有電流導通（圖2中的第二階段）。如果FET上有Qrr并在體二極管仍在導電時再次導通，那么FET自身將產生反向電流用于Qrr放電，這會引起硬開關現(xiàn)象和高電壓應力，有可能損壞FET。 
圖2：LLC-SRC的開關轉換
圖3對LLC-SRC（圖1）啟動過程中的這種硬開關現(xiàn)象進行了說明。首先，當FET Q2導通電流時，會增強電感電流IPRI。隨后，電流IPRI在FET Q1的通道和體二極管中導通。于是，在不允許電流反向流動的情況下，F(xiàn)ET Q2會再次導通。由于Qrr的存在，F(xiàn)ET Q1會自生一個反向電流使Qrr放電，從而導致高電壓應力。
圖3：Qrr導致的硬開關現(xiàn)象
高頻諧振轉換器中的諧振回路阻抗通常都遠低于低頻諧振轉換器中的阻抗。因此，高頻諧振轉換器中的啟動涌流會更高。以圖1中的LLC-SRC為例，當輸出電壓為零時（啟動時的初始條件），Q2首次導通時，唯一限制其啟動電流的阻抗是Lr （LLC-SRC中的串聯(lián)諧振電感）。高效和高頻的諧振轉換器設計（尤其是總線轉換器的設計）往往通過最大程度降低Lr來提高效率。在相同的啟動頻率下，較低的Lr值會使啟動電流更高，因此更容易受到Qrr導致的硬開關現(xiàn)象的影響。所以在高頻諧振轉換器中使用的FET必須具有低Qrr值。
利用WBG器件的上述優(yōu)勢，隔離式諧振轉換器就可以在兆赫茲（MHz）范圍內工作，這比傳統(tǒng)的隔離式電源快5至10倍。在此“高頻”域中，許多曾經在轉換器設計過程中被認為是“可忽略”的參數就必須被再次考慮，例如變壓器繞組間的電容。
在傳統(tǒng)諧振轉換器的設計過程中，設計人員必須確保在諧振回路中的儲能高于FET Coss中的儲能，以便Coss能夠耗盡諧振回路中的儲能，實現(xiàn)ZVS。以圖1所示的LLC-SRC為例，公式1確保了這個不等式的有效性： 
其中ILm是勵磁電感Lm的峰值電流，Vin是LLC-SRC的輸入電壓。通過將電感的歐姆定律應用于Lm，可將公式1改寫為公式2： 
其中n = Np：Ns1（假設Ns1 = Ns2）為變壓器的匝數比，Vout為輸出電壓。
當諧振轉換器設計需要較廣的工作范圍和較長的保持時間時，Lm通常要比公式2右側的值小得多，從而使Ln = Lm / Lr的值較低（閉環(huán)LLC-SRC設計中，Ln值取4-10）。當諧振轉換器設計（例如總線轉換器）需要更高的轉換效率時，則需要最大化Lm，用于降低初級RMS電流，從而降低傳導損耗。在這種情況下，Lm值將約等于公式2右側的值。然而公式2僅代表了理想條件下的理想變壓器。在實際的變壓器中，有許多參數都可能會影響Coss的充放電能力。最關鍵的參數是繞組間電容。
圖4展示了LLC-SRC開關轉變期間的簡化電路模型，假設Cr為電壓源，ILm 為Lm上的電流，此電流用來放電Ceq（兩個FET的Coss和諧振電容Cr的串聯(lián)電容）。如果沒有變壓器繞組內電容（CTX），則所有ILm流向Ceq，公式2有效。然而如果存在CTX，則一部分ILm必須流向CTX才能改變變壓器繞組的極性，于是Coss的放電能力就會降低，并可能導致無法實現(xiàn)ZVS。因此，可以使初級繞組的各層之間，以及次級繞組的各層之間保持一定距離，以確保較低的CTX。
圖4：變壓器繞組內電容的影響
確定Lm值的一個經驗之法是取公式2計算出的Lm最大值的一半，因為通常在實際搭建變壓器之前都很難預測CTX值。在400V輸入的轉換器中，CTX通常取22 pF - 100 pF。一旦確定了變壓器結構，就可以在電路仿真中對CTX進行建模，以確保預留出足夠低的Lm。
在本系列的下一部分中，我將重點介紹高頻諧振轉換器設計中的同步整流器設計挑戰(zhàn)。
（參考原文：High-frequency resonant converter design considerations, Part 1）
責編：Amy Guan
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