高頻諧振轉換器設計中的同步整流器設計挑戰

該系列的第一部分著重介紹了影響諧振轉換器設計的關鍵寄生參數，以及元件的選擇標準和變壓器設計。這一部分將重點介紹諧振轉換器中的同步整流器（SR）設計的注意事項。

諧振轉換器的運作比脈寬調制轉換器可能要復雜得多。以圖1中的電感-電感-電容串聯諧振轉換器（LLC-SRC）為例，在給定負載條件下，以及給定開關頻率（ f_sw）和串聯諧振頻率（f_r）的相對大小條件下，LLC-SRC一般會有四種工作狀態。當f_sw < f_r時，在有源開關（Q₁或Q₂）關斷之前，整流二極管中的電流為零。因此，在將金屬氧化物半導體場效應晶體管（MOSFET）用作整流器（即SR）時，為了避免整流器電流反向流動，SR必須以小于50％的占空比關斷。否則，過大的循環電流會損害轉換器的效率。

圖1：電感-電感-電容串聯諧振轉換器（LLC-SRC）可提供軟開關的特性，支持高頻工作。

圖2：LLC-SRC在各種情況下的工作狀態：重載且f_sw < f_r（a）；輕載且f_sw < f_r（b）；重載且f_sw > f_r（c）；輕載且f_sw > f_r（d），這些工作狀態表示，如果要使用SR，則需要進行電流檢測，以避免輸出整流器上有反向電流。

當f_sw < f_r且有重載時，整流器的導電時間實際上為0.5/f_r。因此在f_sw < f_r時，在重載下可以將SR的導通時間限制在略小于0.5/f_r，而在輕載下則可以禁用SR ^[1]。但是這種開環的SR控制方法并不能提升轉換器的效率。

另一種更可靠的方案是通過感測MOSFET的漏極-源極電壓（V_DS）來實現SR控制^[2]（圖3）。這種SR控制方法是將MOSFET 的V_DS與兩個不同的電壓閾值進行比較，比較結果將用于導通和關斷MOSFET。一些較新型的V_DS感測SR控制器（例如德州儀器（TI）的UCC24624）甚至有三個電壓閾值，第三個閾值用于激活一個比例柵極驅動器，從而用最小的延遲快速關斷SR。圖3：在不同的V_DS電平下，V_DS感測SR的導通和關斷。

值得注意的是，電壓閾值都是毫伏級別的，所以需要高精度的傳感電路。因此，集成電路通常會被用來實現V_DS感測的方案，該電路包括了V_DS電平（通常小于200V）和f_sw限制范圍（通常小于400kHz）。由于V_DS感測SR控制方案具有局限性，您將需要另一種SR控制方案來優化高壓和高頻諧振轉換器中的SR傳導。

另一種控制高頻諧振轉換器的方案是使用Rogowski線圈^[3]后接積分器和比較器。圖4是該方案的框圖，解釋了如何在“電容-電感-電感-電感-電容串聯諧振雙有源橋式轉換器（CLLLC-SRes-DAB）”上使用Rogowski線圈進行SR控制^[4]。Rogowski線圈是一個空心的線圈繞組，會被放置在變壓器繞組上用于電流檢測。當時變電流流過線圈時，電流產生的磁通量會在線圈上產生感應電壓。感應電壓與最初的時變電流之間將有90度的相位差。

圖4：Rogowski線圈SR控制方案可在CLLLC-SRes-DAB轉換器中實現精確的高頻SR感測和控制。

在Rogowski線圈之后加一個積分器可以使感應電壓與最初的時變電流同相甚至領先于時變電流。因此，可以將積分器輸出電壓過零點的時機設置的比時變電流過零點早一些，以此來適應可能出現的傳播或控制延遲。積分器輸出的放大信號隨后將與給定的比較器閾值進行比較，由此產生的SR驅動信號將擁有近乎最佳的SR傳導時間。將一個斜率檢測邏輯電路插入控制電路中，可進一步優化不同負載條件下的SR傳導時間。由于Rogowski線圈是通過磁通量感應電流的，因此沒有電平的限制。并且Rogowski線圈使用的是空芯而不是磁芯材料，所以它的帶寬非常高，且沒有飽和極限；因此，與V_DS感應SR控制方案不同，即使在兆赫茲（MHz）級別的諧振轉換器上，Rogowski線圈SR控制方案也沒有頻率限制的問題。

圖5對此處提出的方法進行了詳細說明。將圖5中的時變電流定義為i(t)，并假設Rogowski線圈是垂直放置在變壓器繞組上的，則可以使用公式1計算出Rogowski線圈繞組的輸出電壓，如下所示：

其中，A為Rogowski線圈上每匝的橫截面積（假設Rogowski線圈上每匝的橫截面積相同），N為Rogowski線圈上的匝數，l為Rogowski線圈環的周長， μ₀ = 4π ? 10^-7 H/m為磁導率常數。

圖5：無源積分器使Rogowski線圈SR控制電路可以預測出電流過零點的時機。

假設在感測電路中使用的是理想運算放大器，公式2表示了Rogowski線圈輸出v_{1_0}與無源積分器輸出v_{2_0}之間的電壓關系：

如下，解公式2中的微分方程：

其中a₀為常數，且：

為了更容易理解如何使用無源積分器和放大器來調整相位差，我們假設時變電流為純正弦波，這會使Rogowski線圈的輸出電壓和積分器的輸出均為純正弦波。換句話說，假設v_{2_0} (t ) = a₁sin(ωt )，求解公式1和2可得i(t)的表達式，則公式2可被重寫為公式3：

其中：

翻轉Rogowski線圈的引腳排列，時變電流可被寫為公式4：

通過改變R₁，R₂，C₁和f_sw (ω=2πf_sw)的值，并確保Rogowski線圈輸出和積分器輸入之間的正確連接極性，使公式3中Φ = −π/2成立，以及公式4中Φ = π/2成立，此時積分器輸出v_{2_0} (t)可以與SR電流i(t)同相。此外，在實際應用中，您可以設置積分器的波形來使v_{2_0} (t)超前SR電流的相位。因此，即使當控制器和驅動器上分別有響應時間和傳播延遲時，SR仍可確保在電流過零點時關斷。

圖6展示了感應電路的繞組電流測量值和增益放大器的輸出電壓。如您所見，若使電壓過零點時的關斷提前于實際感測電流，則可適應傳播和控制上的延遲。

圖6：通過使積分器輸出端電流早于實際電流過零點，此SR電流測量對比展示了前瞻性的SR感應方案。

圖7表示了當開關頻率低于串聯諧振頻率時的完美SR關斷時機。

圖7：在300 kHz（a）和400 kHz（b）時，SR正好在電流過零點時關斷。

在本系列的第三部分也是最后一部分中，我將討論高頻諧振轉換器設計中的電壓增益變化。

（參考原文：High-frequency resonant converter design considerations, Part 2）

責編：Amy Guan

參考文獻：

1. J. Wang and B. Lu, “Open loop synchronous rectifier driver for LLC resonant converter,” in Proc. APEC, 2013, pp. 2048-2051.
2. UCC24624 dual-channel synchronous rectifier controller for LLC resonant converters, Texas Instruments 
3. M.H. Samimi, A. Mahari, M.A. Farahnakian and H. Mohseni, “The Rogowski Coil Principles and Applications: A Review,” IEEE Sensors Journal, vol. 15, pp. 651-658, 2015.
4. B. Zhao, Q. Song, W. Liu and Y. Sun, “Overview of Dual-Active-Bridge Isolated Bidirectional DC-DC Converter for High-Frequency-Link Power-Conversion System,” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 29, pp. 4091-4106, 2014.